直流电源变换（DC-DC）电路类型及特点

电子设备都需要供电，其电源来源于火力、水力等发电厂提供的交流电。这些交流电通过电源设备变换为直流电，但是这些直流电源并不一定全符合需要，仍需变换，这种变换称为DC-DC变换。常规的DC-DC变换器是串联线性稳乐电源(俗称LDO)，其调整元件工作于线性放大区，通过的电流是连续的，功耗很大，故元件的体积也较大，变换效率通常也只有30%。
上世纪70年代，随着功率晶体管、隔离集成电路和磁性材料的研制应用，以及功率电子学技术的发展，高效率小型轻量化的开关电源得到了广泛的应用。
开关电源省去了工频变压器，代之以数十或数百千赫兹(甚至数兆赫兹)的高频变压器，由于其调整管工作于开关状态，功耗小，效率可达80%~95%。开关稳压电源体积小，重量轻，但输出纹波电压较高，动态响应较差，多用于降压或升压转换电路中。
一、线性稳压电源

在功率开关晶体管问世以前，串联调整稳压一直是最简单、最常用的稳压电路，基本的串联稳压电路如图1所示。

V1是调整管，Vi是输人电压，Vo是输出电压。R1、R2为采样电阻，采样电压Vf同参考电压Vr进行比较，得到的误差电压经放大和直流电平位移后，作为调整管的基极输人信号，这样就构成一个负反馈问路，当负载RL变化时，通过反馈回，路调整以使Vo保持稳定。
这样的集成稳压器有固定输出的W78xx或LM78XX系列，其中xx的值即输出电压值，如7805，输出电压为5V。还有一些输出电压可以调节的稳压集成块，如LM117、LM317。

线性稳压电源的功耗与输人、输出电压之间的差值有关，压差越大，功耗越大。输入、输出电压之差值与输出级的调整管的饱和压降有关系，在图2中，饱和压降=2Vbe+Vce，在图3中，饱和压降=Vbe+Vce。图4为低饱和压降方式，输出级采用PNP型功率晶体管，其饱和压降=Vce。目前，还有采用CMOS管作为输出级的大功率电路，具有低压降大电流的优点，能极大地提高稳压电源的功率。

二、DC-DC开关变换器

在DC-DC开关变压器中，功率晶体管工作在开关状态，其原理框图如图5所示。目前，开关电源的工作频率多为数百千赫弦，有的已达到了数兆赫兹。

开关电源实现DC-DC变换的方式有多种，传统的采用脉宽调制(PWM)技术，目前流行的是采用高效率的零电压(ZV)、零电流(ZC)或相移脉宽调制零电压谐振变换技术。在每一种技术下，又有多种具体结构。本文主要介绍脉宽调制全桥变换及最新的ZV (零电压)、ZCS(零电流)、PWM DC/DC变换器。
1.脉宽调制(PWM)的形式
脉宽调制是开关电源设计中最成熟的技术，也是目前应用最为广泛的技术。脉宽调制是一种功率控制方式。不同占空比的脉冲具有不同的直流分量，在负载变化时，调整输出脉冲的占空比，以达到稳定输出电乐的目的。脉宽调制易于实现，因为驱动脉冲具有固定的频率，且与负载特性无关。
(1)Buck(直流降压式)变换器

Buck变换器由电压源Vi、串联开关s和负载R组成，也称为串联开关变换器，其基本形式如图6所示。

由晶体管开关管组成的Buck电路简图如图7所示，晶体管Q为开关器件，L为滤波电感，C为滤波电容，D为续流二极管。

Ton为晶体管的导通时间，在此时间段，流过L的电流逐渐增加，当进入晶体管截止时间段Tof时，流过L的电流达到最大值Imax，由于电感中电流不能突变，所以继续有电流流过负载，这时二极管D充当截止时的续流元件。截止期结束时，电感中的电流到达最小值Imin，随后进入下一个周期。

若在Buck变挨累的开关与负载之间插人隔离变压器这种隔离型Buck变换器叫做Fonvard单端正激励变换器，如图8所示。

滤波电感L在开关管关断期间通过续流二极管D2为负载提供电流。D3的作用是钳位.其功能是完成磁芯的复位。当开关管关断时，能量通过D3泄放到电源端，保证流过磁芯的磁通量回到零。
(2)Boost(直流升压式)变换器

Boost变换器是从Buck变换器进行对偶变换(从一个逻辑两数变换为它的对偶函数)后得到的，其简图如图9所示。

Boost变换器又称为并联开关变换器。与Buck变换器其不同的是，Boost变换器电感L安装在输人端(开关管之前)，而Buck变换器中的电感L安装在输出端当开关管Q导通时，二极管D截止，电感L与开关管的节点电乐为0V(理想状态)，这时L储能。
当开关管关断时，电感L两端的电势翻转，这时电感L与开关管的节点电乐大于输人电压Vi，电感电流通过二极管D续流，使得Vo大于Vi，理论上可以证明Vo=Vix[T/(T-Ton)]，T为开关脉冲周期，Ton是导通时间。由此可见，Boost型变换器的输出电压Vo总是大于输人电压Vi。
(3)Buck-Boost变换器

将Buck、Boost两种形式的变换器结合起来，形成一种新的变换器，叫做Buck-Boost变换器，其简图如图10所示。

当开关管Q导通时，二极管D截止，Vi经Q给L充电，L储能;当开关管Q截止时，L两端的电压极性反转，变为，上负下正，此时L相当于电源，经负载电阻R及二极管D形成电流回路，给负载供电。
这种形式变换器的输出电乐与输人电压是反相的。在Buck型和Boost型变换器中，存在--个能量直接从电源流向负载的时间，而在Buck-Boost变换器中，能量先存储在电感中，然后再流向负载，这就是它们的主要区别。

如果将图10中的电感L改为隔离变压器，就得到了常用的反激变换器(即Flyback变换器)。常见的单端反激式变换器电路简图如图11所示。由变压器的同名端可见，在开关管的导通期间，变压器储存能量;当晶体管截止时，二极管导通，将能量传递给负载。

(4)Cuk变换器

将Buck-Boost变换器进行对偶变换，可以得到Cuk变换器，其电路形式如图12所示。

图中C是传递能量的耦合电容。工作原理如下:当三极管Q导通时电容C的能量向L2、C2、R释放，即对C2、L2充电;同时，电源向L1充电，即L1储存能量。在Q截止时，流过L1的电流通过二极管D 续流，同时向电容C充电。

当要想输出极性不同或输出不同的电压值时，则需要加人隔离变压器，这样就形成了隔离Cuk变换器，如图13所示，其工作原理同Cuk型变换器。CO C1的作用是让变压器初、次级绕组均无直流流过，这样磁芯在两个方向磁化，不需要加人气隙，因而体积可以做得很小。

(5)推挽变换器

推挽变换器原理图如图14所示。在推挽变换器中，两只三极管交替T作在开/关状态，以达到比***工作输出功率大的目的。

由于初级线圈的中心抽头接在输入电源的正极，当一侧三极管导通时，则另外一侧的三极管要承受的耐压为两倍电源电压，这对晶体管的耐压要求较高。
从安全的角度考虑，在实际应中要求晶体管的耐压值为电源电压的3.3倍。如果输人电源直接从市电(我国为AC220V，峰值电压为311V)整流而得，那么晶体管的耐乐值应高于1000V。 由于具有这样高耐压的晶体管不是很多，所以在一次电源中基本不采用推挽设计的开关电源。
(6)全桥变换器

降低晶体管耐压的方法是采用全桥变换电路，即用四只晶体管代替两只晶体管。这样做虽增加了成本，但能可靠地弥补变换器的缺点。全桥变换器电路简图如图15所示。

工作时，Q1、Q4先导通，Q2、Q3截止，流过变压器T初级绕组的电流方向为从上到下;随后，Q1、Q4截止，Q2、Q3导通，流过T初级绕组中的电流方向为从下到上。这种设计降低了每只晶体管上的电压，避免了变压器磁芯电磁饱和，从而有效地提高了电容可靠性。需要指出的是，串联在一起的两只晶体管不能同时导通，否则将损坏晶体管。
(7)半桥变换器

如果将全桥变换器的一个桥臂的两只晶体管用两只电容代替，可以节省两个晶体管，比较经济，这样的电路称为半桥变换器，如图16所示。

工作时，Q2导通，电流经开关管Q2变压器T及电容C2到地形成电流回路;同时给C2充电;随后Q4导通，C2上的电压以及Vi经过C1后的电压，经变压器T的初级绕组及Q4到地形成电流回路，同时给C1充电。

2.设计制作PWM变换器须知
在设计或制作，上述常见PWM变换器时，应注意解决好以下问题，否则将严重影响开关电源的工作。
(1)避免晶体管同时导通
在双端变换器(如推挽、桥式)中，应有效避免晶体管同时导通的情况出现，否则将导致晶体管瞬间损坏。
(2)注意容性负载
变换器的功耗取决于电压、电流在时间轴上的重叠部分。在瞬间关断和导通期间，晶体管将对容性负载充电，如果容性负载很大，晶体管的功耗将变得很大，甚至损坏。
(3)抑制开关管集电极尖峰电压
电源主变压器的漏感就像在开关管集电极上串联了一只小电感，当晶体管关断时，这个漏感将在集电极上产生尖峰电压。如果尖峰电压不被抑制，极易击窍晶体管。
(4)注意变压器工作点沿磁滞回线垂直漂移
变压器磁滞回线工作点应保持在中心，如果电路使之偏离中心点，磁芯将进，入饱和区，这时变压器会失去阻抗变换作用，其阻抗值急剧下降，则晶体管中的电流将会瞬间急剧增大而导致器件损坏。
(5)电源机壳上的开关噪声电压
该电压通常表现为开关管集电极上出现高峰值的方波，或变压器次级输出接地端同机壳之间出现噪声电压。
3.谐振型变换器
前面介绍的脉宽调制型变换器是通过控制开关管的导通占空比来调节输出电压。谐振型变换器以正弦波形式工作，让开关管在零电流或零电压的情况下导通和关断，从而降低开/关功耗，提高变换效率。
在20世纪70年代到80年代期间，开关变换器的工作频率为20kHz~50kHz。到了上世纪90年代，随着MOSFET(金属-氧化层半导体场效应管，又称金属氧化物场效应管)的高电压器件出现，为了进一步提高功率密度，开关频率提高到了数百千赫兹乃至数兆赫兹。
随着频率升高，开/关损耗增加，加上变压器存在的漏感及开关管存在的结电容，使得开关管工作在感性关断、容性导通的恶劣条件下，具体而言:在开关管关断时，漏感产生的感应电势会产生电压尖刺和噪声，同时给结电容充电;当开关管导通时，结电容上的电压给器件内部元件充电，造成严重的开关噪声，并且通过开关管密勒电容[即集电结(b-c)分布电容]耦合到驱动电路，使得驱动电路产生噪声和不稳定的因素。
为了改善晶体管的工作条件，于是开发了零电流开关(zCS)和零电压(ZVS)开关技术，并且引人谐振的概念。

(1)零电流谐振开关

零电流谐振开关由开关S1、电感Lr、电容Cr构成，其中电感与开关串联，如图17所示。按照开关中电流允许单向还是双向流动，可分为半波型和全波型，如图18所示。

在图18(b)中 ，在开关管Q上并联有二极管D2，使得电流可以双向流动，所以是全波型。
谐振开关的原理:LC回路经过开关管谐振，回路中的电流缓慢上升，在电流上升之前，晶体管经过驱动进入饱和区。
由于LC的谐振作用，形关管中的电流将振荡，流过开关管中的电流按正弦波变化。在此工作方式中，对于开关管而言，大电压和大电流不会同时出现，因此开关管的损耗很低，保证了开关管可靠地工作。
(2)零电压谐振开关

将开关S1同电容C1并联，就构成了零电压(ZVs)开关，原理框图如图19所示。同样，依据开关中电流的流向也可分为半波型和全波型。谐振型开关转换技术分为谐振、准谐振、多谐振三种，这里不一一举例。

4.ZVZCS(零电压零电流开关)PWMDC/DC变换器
谐振型开关技术解决了常规的PWM开关电路在开/关切换时开关管损耗过大的问题，因为谐振型开关在零电流和零电压时进行切换，大大减小了切换损耗。
但谐振型开关技术在提高工作效率方面也碰到了新的问题，由于谐振电源中传输的正弦波，PWM电路中传输的是方波，正弦波包含的能量没有方波高。也就是说，谐振型开关电源虽然降低了开/关损耗，可是传递的能量也下降了，所以整体转换效率并不比PWM电路高多少。
鉴于脉宽调制与谐振开关电路的优缺点，人们希望将这两种电路结构结合起来:利用脉宽调制提供方波电压和方波电流，以便提供更大的功率;利用零电压谐振技术，在开关管上的电压达到零以后再转换，然后改变两组方波之间的相位进行输出电压控制，使电路工作在恒定的开关频率上。这种相移零电压技术，采用全桥变换器很容易实现。
全桥变换的好处是利用4只晶体管可以方便地实现ZVT或ZCT变换，同时可输出较大的功率，这也是多管隔离型直流变换器得到广泛应用的原因。

全桥变换技术种类很多，但是主要有以下两种:一种是zVS PWM DC/DC变换器;另一种是ZVZCS PWM DC/DC变换器，这里仅简单地介绍后一种电路的工作原理，其原理图如图20所示。

Q1~Q4是四只开关管;D1 D2是续流二极管;D3、D4是桥臂滞后二极管;Cb是阻断电容，容量通常很大，Lik为线圈的等效漏感。

下面就对该电路的工作原理进行简要的分析。Q1~Q4的基极驱动脉冲及关键点波形如图21所示。

在t0时刻之前，Q1.Q4导通，Vin经Q1给C3充电，同时原边电流ip给阻断电容Cb充电。
在t0时刻，Q1关断，原边电流给C1充电，同时C3放电。在这个时段内，变压器原边漏感Lik和变压器次级滤波电感Lf等效为串联关系，而且Lf很大，因此可以认为原边电流ip近似不变，类似于恒流源。在t0~t1期间，C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。到t1时刻，C3的电压降为0V，Q3c、e极上并联的二极管D3导通。
在t1~t2阶段，D3和Q4导通，A.B两点电压Vab等于零。此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容两端电压Vcb，原边电流开始减小，同时变压器原边电压极性改变，副边感应电势为两端正中间负。整流二极管DR1 DR2同时导通。此时阻断电容Cb上的电压全部加在漏感Lik上，原边电流减小，阻断电压上升。由于漏感极小，而阻断电容较大，因此可以认为在这个阶段中，阻断电容两端电压基本不变，原边电流基本上是线性减小。
在t2~t3阶段，原边电流ip为0;A点电压为0V，B点对应电压为负电压，其值等于Cb上的电压值。这期间整流管DR1、DR2同时导通，均分负载电流。
在t3~t4阶段，Q4截止，在此之前Q4中已没有电流流过，所以是零电流关断。在很短的延时后，Q2导通，由于漏感的存在，原边电流不能突变，Q2是零电流状态下导通。
由于原边电流不足以提供负载电流，整流管DR1 DR2依然同时导通，变压器的原、副边绕组被钳位在零电压状态。
从t4时刻开始，原边为负载提供能量，同时对阻断电容反向充电。整流管DR1自然关断，所有负载电流均流过DR2。
阻断电容上的电压为下一次Q2零电流关断和Q4零电流开通做准备。在t5时刻，关断Q3，阻断电容Cb上的电压在t6时刻达到负的最大值。在t5~t10阶段为下一个半周期，其工作过程与t0~t5 类似。
三、实际应用举例
常见的直流变换器内置控制电路和开关管;外接电感、二极管及电容，应用方式比较灵活，根据需要，既可产生正电源，又可以产生负电源，电压的幅度也可以通过外置的反馈电阻控制。这类器件输出功率不大，可靠性很高。下面以应用广泛的DC-DC芯片LT1173为例进行介绍。
1.升压电路(step-up模式)
LT1173内部包含脉冲产生器、开关管(其集电极sW1和发射极sW2分别通过③、④脚引到芯片外)及比较放大电路。

一款APD( 光电二极管)接收机中的二极管反向偏置电压形成电路采用IT1173，如图22所示。

此电路的DC-DC变换部分等效于图9，即开关管的c极③脚外接升压电感L4和续流二极管D4，开关管的e极④脚接地。

LT1173稳压原理不同于PWM电路，它控制的是开关脉冲的数量(称为门控振荡技术)，而PWM技术控制的是连续开关脉冲的占空比。当输出电压升高时，内部振荡器停止工作，输出电压下降;当输出电压降低时，内部振荡器恢复振荡，开始功率变换，输出电压上升。实际上两种方式最终控制了脉冲序列的直流分量(功率)。
当开关管导通时，储能电感L4中将有线性增加的电流流过。此时，由于③脚的电位为开关管的饱和压降，所以电容C49存有的电荷将通过二极管D2向电容C36充电。当开关管截止时，电感L4中产生反电动势，导致二极管D4导通，向电容C49充电，同时，二极管D1也会导通，向电容C49及C37~C40充电(此时C36放电)。L3为抑制高频噪声的磁珠滤波电感，C32、R12构成RC滤波器，最终得到输出电压。
电阻R26~R28构成分压取样电路，得到反馈电压送到LT1173的⑧脚(反馈比较端)，与内部的参考电压(1.245V)进行比较，得到误差信号，用以控制开关脉冲的数量，以达到稳压的目的。

该电路的整流部分较特殊，由二极管D1、D2、D4 和电容C36、C37~C40及C49构成，这是一个三倍压整流电路，每个二极管负极对地电压是不等的。下面介绍一下倍压电路的工作原理。

图23为六倍压整流电路示意图，输人交流信号Vi经过该电路整流之后，在不同的二极管负极输出不同的电压，串联的二极管越多，最终得到的输出电压就越大。与***整流电路相比，倍压电路广泛应用于需要得到数千伏特以上直流电压的变换器中(如达几万伏特的CRT第二阳极电压)，这是因为若采用***整流，变压器次级线圈上感应电压的峰值必须达到输出电压值的幅度，这样次级线圈匝数会很多，必须分多层缠绕，由于线圈上感应电势很大，如果绝缘措施不好，紧密挨在一起的线圈易出现击穿放电现象，从而将线圈和开关管烧毁。
在倍压整流电路中，输出的电压分摊到每只电容和二极管上的，尽管输出电压随着二极管串联的数量增加而增加，但是每个器件的耐压要求却不需要很高，这也是倍压电路的优点。
2.降压电路(step-down模式)

若将LT1173设计成直流降压式变换电路，参见图7，将LT1173的③脚接输人电压端，④脚外接电感L1及续流二极管D1即可，如图24所示。

如果将图24中的Vout及GND进行参考电位平移，即可以得到负电压输出，如图25所示，电感L1的输出端固定在参考地电位上，续流二极管的正极就可以得到负电压Vout。

需要注意的是:此时LT1173的GND端(⑤脚)要与输出的负电压端相连接，以保证反馈端FB相对于GND端有1.245V 的电势差，此时输出电压按照下式计算:Vout=Vfb(1 +R1/R2)=1.245VX (1+R1/R2)。